Статья: ПАССИВНЫЕ ПОЛОСОВЫЕ ФИЛЬТРЫ ДЛЯ СОВРЕМЕННЫХ СИСТЕМ СВЯЗИ СВЧ-ДИАПАЗОНА (2024)

Обоснование. Необходимость применения средств перестановочного декодирования в системах радиосвязи объясняется повышенными возможностями этого метода по исправлению ошибок. При этом сложные матричные вычисления в ходе поиска эквивалентных кодов по классической схеме перестановочного декодирования заменяются списком готовых решений. Эти решения вычисляются априори и заносятся в когнитивные карты процессора декодера, что делает метод удобным инструментом в процедуре обеспечения информационной надежности при управлении, например, беспилотными средствами по радиоканалам. По сути, матричные вычисления на борту заменяются поиском в списке когнитивных карт нужного решения, соответствующего в реальном времени текущей перестановке нумераторов надежных символов. Однако обработка данных в когнитивной карте декодера требует специального описания.

Цель. Исследование способов идентификации перестановок нумераторов символов кодовых векторов для их эффективного преобразования в системе когнитивных карт перестановочного декодера.

Методы. Раскрывается тонкая структура когнитивных карт производительных и непроизводительных перестановок нумераторов, которая позволяет на регулярной основе получить альтернативное решение для перехода в множество производительных перестановок при получении приемником непроизводительной перестановки, исключая тем самым использование метода проб и ошибок.

Результаты. Повышается эффективность работы перестановочного декодера за счет реализации перестановок, попавших первоначально в множество решений, внесенных в когнитивную карту непроизводительных перестановок.
Заключение. Предложено семейство микроконтроллеров для реализации принципа взаимодействия когнитивных карт с системой альтернативных решений.

Обоснование. Необходимость разработки и постоянного совершенствования терминалов высокоскоростной спутниковой связи мобильного и бортового базирования, а также аппаратуры спутниковой связи с высокой скрытностью функционирования, излучающей сверхширокополосные сигналы, спектральная плотность мощности которых, измеряемая на входе приемных устройств комплексов радиоконтроля, должна быть существенно ниже спектральной плотности мощности шумов, обусловлены следующими обстоятельствами: обеспечением надежной и высококачественной связи военных и гражданских пользователей; развитием отечественной элементной и технологической базы, импортозамещением; потребностью служб спасения в малогабаритных системах передачи и приема информации; необходимостью развития спутниковых систем управления аппаратурой военного и гражданского назначения; развитием программы точного земледелия. В качестве одного из таких примеров может служить антенная решетка из волноводных элементов с диэлектрическими фазирующими секциями.

Цель. Рассмотрена модель антенного элемента, также приведены его основные характеристики. Разработана модель линейной антенной решетки, состоящей из 32 волноводных элементов с фазирующими секциями. Рассмотрена линейная и плоская антенные решетки, построенные на основе синфазного и равноамплитудного делителя мощности 1:32 и антенных элементов. Также построена модель плоской антенной решетки, составленной из 16 линейных антенных решеток, и приведены ее основные характеристики.

Методы. Модель антенного элемента построена на основе круглого волновода с внутренним диаметром 18 мм и диэлектрической пластиной, плоскость которой ориентирована под углом 45° к силовым линиям вектора напряженности электрического поля. Линейная антенная решетка запитана с помощью равноамплитудного и синфазного делителя мощности, а линейная и плоская антенные решетки построены на основе квадратных волноводов с внутренними размерами 14 × 14 мм2 со скошенными внутренними углами.

Результаты. Показано, что коэффициент усиления на частоте 10,95 ГГц - 32,5 дБ (по нормали) и 31,2 дБ - при отклонении луча на ±37,5° в угло-местной плоскости; коэффициент усиления на частоте 11,7 ГГц - 33,8 дБ (по нормали) и 32,5 дБ - при отклонении луча на ±37,5° в угло-местной плоскости. При максимальном отклонении главного лепестка от нормали уровень боковых лепестков в вертикальной повышается до уровня -11,4 дБ, что незначительно превышает УБЛ при синфазном и равноамплитудном распределении поля в апертуре ФАР (-13,2 дБ).

Заключение. В рассмотренной конструкции ФАР позиционирование главного лепестка диаграммы направленности в азимутальной плоскости осуществляется путем механического вращения антенной системы. Отказ от двухкоординатного электронного сканирования выбран, исходя из соображений снижения фазовращателей (или высокочастотных коммутаторов) и уменьшения себестоимости ФАР.

Обоснование. Необходимость создания антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн систем спутниковой связи требует использования различных методик выбора структуры, определения и оптимизации параметров антенно-волноводных трактов.

Цель. Разработка математической модели антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн, построенного на основе способа «разделение по поляризации - разделение по частоте» с реализацией функции автосопровождения.

Методы. Математическую модель антенно-волноводных трактов многодиапазонных зеркальных антенн, построенного на основе способа «разделение по поляризации-разделение по частоте», позволяет определить основные характеристики антенно-волноводных трактов и входящих устройств с функцией автосопровождения.

Результаты. Определены основные элементы математической модели многодиапазонного антенно-волноводного тракта, построенного на основе способа «разделение по поляризации - разделение по частоте».

Заключение. Предложена математическая модель, которая позволяет снизить требования к используемым вычислительным средствам при разработке антенно-волноводных трактов по объему оперативной памяти и быстродействию. Реализована возможность анализа и определения характеристик антенно-волноводных трактов при помощи математической модели. Приведены этапы определения параметров антенно-волноводных трактов на основе разработанной математической модели соответствующего варианта построения, а также теоретические и экспериментальные данные, подтверждающие корректность модели антенно-волноводных трактов.

Обоснование. Наличие возможности аналитического определения части параметров различных радиоустройств, оптимальных по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточных функций на необходимом количестве частот, значительно уменьшает время численной оптимизации остальной части параметров по критерию формирования требуемых АЧХ и ФЧХ в полосе частот. До настоящего времени такие задачи решались в отношении радиоустройств только с одним каскадом типа «нелинейная часть - согласующее устройство» или «согласующее устройство - нелинейная часть». В качестве согласующего устройства использовались реактивные, резистивные, комплексные или смешанные четырехполюсники. Решена также задача многокаскадных радиоустройств с реактивными четырехполюсниками. Изменение базиса для согласующих четырехполюсников и места включения нелинейной части приводит к изменению области физической реализуемости.

Цель. Разработка алгоритмов параметрического синтеза радиоустройств с произвольным количеством одинаковых и неодинаковых каскадов типа «согласующий смешанный четырехполюсник - нелинейная часть» по критерию обеспечения заданных частотных характеристик. Нелинейные части представлены в виде нелинейного элемента и параллельной или последовательной по току или напряжению обратной связи.

Методы. Теория четырехполюсников, матричная алгебра, метод декомпозиции, метод синтеза управляющих устройств СВЧ, численные методы оптимизации.

Результаты. В интересах достижения указанной цели сформированы и решены системы алгебраических уравнений. Получены модели оптимальных смешанных четырехполюсников в виде математических выражений для определения взаимосвязей между элементами их классической матрицы передачи и для отыскания зависимостей сопротивлений двухполюсников от частоты. Показано, что при определенных соотношениях между количеством одинаковых каскадов и значениями сопротивлений источника сигнала и нагрузки однокаскадного радиоустройства частотные характеристики однокаскадного и многокаскадного радиоустройств оказываются идентичными или подобными. Такие схемы названы эквивалентными. Использование неодинаковых каскадов приводит к значительному увеличению рабочей полосы частот.

Заключение. Сравнительный анализ теоретических результатов (АЧХ и ФЧХ радиоустройств, значения параметров), полученных путем математического моделирования в системе MathCad, и экспериментальных результатов, полученных путем схемотехнического моделирования в системах OrCad и MicroCap, показывает их удовлетворительное совпадение.

Обоснование. Наличие возможности аналитического определения части параметров различных радиоустройств, оптимальных по критерию обеспечения заданных значений модулей и фаз передаточных функций на необходимом количестве частот, значительно уменьшает время численной оптимизации остальной части параметров по критерию формирования требуемых АЧХ и ФЧХ в полосе частот. До настоящего времени такие задачи решались в отношении радиоустройств только с одним каскадом типа «нелинейная часть - согласующее устройство» или «согласующее устройство - нелинейная часть». В качестве согласующего устройства использовались реактивные, резистивные, комплексные или смешанные четырехполюсники. Решена также задача многокаскадных радиоустройств с реактивными четырехполюсниками. Изменение базиса для согласующих четырехполюсников и места включения нелинейной части приводит к изменению области физической реализуемости.

Цель. Разработка алгоритмов параметрического синтеза радиоустройств с произвольным количеством одинаковых и неодинаковых каскадов типа «согласующий резистивный четырехполюсник - нелинейная часть» по критерию обеспечения заданных частотных характеристик. Нелинейные части представлены в виде нелинейного элемента и параллельной или последовательной по току или напряжению обратной связи.

Методы. Теория четырехполюсников, матричная алгебра, метод декомпозиции, метод синтеза управляющих устройств СВЧ, численные методы оптимизации.
Результаты. В интересах достижения указанной цели сформированы и решены системы алгебраических уравнений. Получены модели оптимальных резистивных четырехполюсников в виде математических выражений для определения взаимосвязей между элементами их классической матрицы передачи и для отыскания зависимостей сопротивлений двухполюсников от частоты. Показано, что при определенных соотношениях между количеством одинаковых каскадов и значениями сопротивлений источника сигнала и нагрузки однокаскадного радиоустройства частотные характеристики однокаскадного и многокаскадного радиоустройств оказываются идентичными или подобными. Такие схемы названы эквивалентными. Использование неодинаковых каскадов приводит к значительному увеличению рабочей полосы частот.

Заключение. Сравнительный анализ теоретических результатов (АЧХ и ФЧХ радиоустройств, значения параметров), полученных путем математического моделирования в системе MathCad, и экспериментальных результатов, полученных путем схемотехнического моделирования в системах OrCad и MicroCap, показывает их удовлетворительное совпадение.

Обоснование. Необходимость реализации контролируемой связи между кубитами, являющимися логическими элементами квантовых устройств, таких как квантовые компьютеры и квантовые сети, требует наряду с использованием традиционных методов разработки новых, более эффективных способов организации взаимодействия кубитов с микроволновыми полями резонаторов, используемых для генерации и управления перепутыванием кубитов. В качестве одного из таких методов предложен метод, основанный на воздействии частотно-регулируемых радиочастотных сигналов на сверхпроводящий джозефсоновские кубит, соединенный большим джозефсоновским переходом со свободным кубитом.

Цель. Рассмотрено влияние керровской среды резонатора, в который помещен один из двух кубитов, на их перепутывание, индуцированное когерентным или тепловым частотно-регулируемым радиочастотным полем резонатора.

Методы. Для анализа динамики рассматриваемой системы исследовано решение квантового уравнения Лиувилля для полной матрицы плотности. Найдено точное решение указанного уравнения в случае начальных сепарабельных и перепутанных состояний кубитов. Точное решение уравнения эволюции использовано для вычисления критерия перепутавания кубитов - согласованности. Проведено численное моделирование согласованности для различных состояний кубитов, когерентного и теплового полей резонатора, а также различных значений интенсивности поля резонатора и параметра керровской нелинейности.

Результаты. Показано, что для сепарабельных начальных состояний кубитов включение керровской нелинейности уменьшает максимальную степень перепутывания кубитов. Для перепутанного начального состояния кубитов показана возможность создания долгоживущих перепутанных состояний при наличии керровской нелинейности.

Заключение. Установлены тип начальных состояний кубитов и область значений интенсивностей полей резонатора и параметра керровской нелинейности, для которых возможен наиболее эффективный контроль и управление эволюцией кубитов, а также степенью их перепутывания в рассматриваемой физической системе.

Обоснование. Поверхностные поляритоны привлекают внимание исследователей и инженеров своими уникальными свойствами и перспективными приложениями в области микро- и наноэлектроники. Среди таких применений могут быть устройства типа транзистора или даже лазера на поляритонах, о чем сообщалось в научной литературе.

Цель. В работе проводится анализ условий возбуждения поверхностных поляритонов в одноосном кристалле типа вюрцита. Проводится анализ частотной зависимости групповой скорости поверхностных поляритонов.

Методы. Дисперсионное уравнение для поверхностных поляритонов в анизотропном кристалле типа вюрцита находится аналитически путем решения уравнений Максвелла и требования выполнимости граничных условий для экспоненциально убывающих от границы электромагнитных волн.

Результаты. В качестве объекта анализа выбран кристалл нитрида алюминия AlN. Найдены возможные частоты поверхностных поляритонов, и показано, что всем условиям существования поверхностных поляритонов удовлетворяет только частота Ω_1 = 844,84 см^-1. Показано, что в области существования поверхностного поляритона наблюдается возрастание как постоянных затухания, так и параметров распространения поверхностных поляритонов: групповая скорость поверхностного поляритона уменьшается с ростом частоты. При достижении частоты значения Ω_1 - частоты поверхностного поляритона - групповая скорость обращается в ноль.

Заключение. Найденная убывающая частотная зависимость групповой скорости поверхностного поляритона может быть использована в замедляющих устройствах на базе поляритонов.

Обоснование. В настоящей статье рассматриваются взаимные действия специфических эффектов среды на распространяющиеся в ней электромагнитные волны. Объектом исследования стал движущийся диэлектрик, который в состоянии покоя проявляет бианизотропные свойства, т. е. является синтетическим материалом, в частности киральным с Ω-частицами. Бианизотропные материальные уравнения являются наиболее общими для описания эффектов взаимодействия сложной среды с электромагнитным излучением. Их изучение и анализ оказываются заметной научной проблемой. Естественная бианизотропия является свойством природных сред, находящихся в особых условиях (состояние движения, внутренние токи и диффузионные процессы), тогда как искусственная бианизотропия суть неотъемлемое свойство самого синтетического материала (композитного материала, материала с различными метачастицами).

Цель. Обобщение уже имеющихся данных и на их основе получение аналитических выражений, которые могут быть затем эффективно использованы для планирования натурного эксперимента, а также создания новых вычислительных техник для решения прямых и обратных задач дифракции электромагнитных волн.

Методы. В данной работе применяются аналитические методы для получения результирующих выражений общего вида.

Результаты. Было выделено три класса эффектов, которые обладают заметным взаимным действием друг на друга: гиротропия, пространственная и временная дисперсии. В статье было показано, что гиротропность среды обладает не только простым аддитивным эффектом, но и при некоторых, специфических условиях может быть связана с эмерджентностью системы.

Заключение. Взаимное действие пространственной дисперсии движущейся киральной среды в целом имеет разные масштабы по дальности. Была исследована временная дисперсия, которая не обладает простым аддитивным свойством, потому что даже изотропная среда при ее движении приобретает принципиально новые материальные свойства бианизотропии.